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10kW全桥移相ZVSPWM整流模块的设计橡胶蝶阀

蝶阀模块
2022年07月28日

10kW全桥移相ZVSPWM整流模块的设计

10kW全桥移相ZVSPWM整流模块的设计 2011年12月10日来源：介绍了10kW全桥移相ZVSPWM直流整流模块主电路和控制电路的设计，给出了主变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。

关键词：全桥移相；零电压开关；降频

0 引言

在大型发电厂中，由于需要的直流负荷比较大，蓄电池的容量通常都在2000A·h以上。若采用常规的10A或20A的开关整流模块，一般需要20个或10个以上的模块并联，并联数过多，对模块之间的均流会带来一定的影响，而且可靠性并不随着模块并联数的增加而增加，一般并联数最好在10个以下。目前，在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此，很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW全桥移相ZVSPWM整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的ZVS－FBPWM直流变换技术，控制电路采用UC3879专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。

1整流模块主电路设计与参数计算

整流模块的主电路原理框图如图1所示，由输入EMI滤波器，整流滤波，ZVS全桥变换器，输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。

图1 主电路原理框图

图1中由开关管S1～S4，钳位二极管D1及D2，谐振电感Lr，隔直电容Cb，主变压器T1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器，其中S1及S3为超前管，S2及S4为滞后管。S1（S3）超前S4(S2)一定的角度，即移相角。S1～S4采用IGBT单管并联组成，开关频率为25kHz左右。

1.1 变压器参数的设计

由于设计的全桥移相ZVSPWM整流模块的最大输出功率接近10kW，若采用常规的铁氧体磁芯，由于功率比较大，磁芯不太好选择，实际设计中磁芯采用了超微晶磁环。和铁氧体相比，超微晶材质具有较高的饱和磁密（可达1.2～1.6T）和较低损耗和优良的温度稳定性等优点，非常适宜用作大功率开关电源的主变压器的磁芯。

本模块的输入输出指标为输入304～456V，输出198～286V/35A。

1）直流母线的最低电压Vdmin

Vdmin≈Vinmin×1.35=410.4V（1）

式中：Vinmin为三相输入电压最低值304V。

2）变压器副边的最低电压V2min

V2min=(Vomax＋VD＋Vr)/Dmax=(286＋3＋2)/0.95=306.3V（2）

式中：Vomax为模块输出电压最高值，取为286V；

VD为整流二极管的压降，取为3V；

Vr为变压器副边绕组内阻压降和线路压降，取为2V；

Dmax为最大占空比,取为0.95。

3）变压器的变比n

n=Vdmin/V2min=410.4/306.3=1.33

实际变压器原边取为21匝，副边为16匝，变比为21/16=1.3125。

1.2 谐振电感Lr参数的设计

在全桥移相ZVS变换器中，在超前管S1(S3)的开关过程中，由于输出滤波电感L1与谐振电感Lr是串联的，而L1和谐振电感相比一般比较大，因此超前管很容易实现ZVS；而在滞后管S2(S4)的开关过程中，由于变压器副边是短路的，此时依靠谐振电感Lr的能量来实现ZVS，因此滞后管实现ZVS比较困难，一般设计在1/3满载负载以上实现零电压开关。

Lr=8CmosVdmax2/3I12[2]（3）

式中：Cmos为开关管漏源极电容（包括外并电容），实际中取为3300pF；

Vdmax为直流母线电压的最大值，取为

1.35×456=615.6V；

I1为滞后臂开关管关断时原边电流。

I1=(Iomax/3＋ΔI1f/2)/n（4）

式中：Iomax为输出电流最大值，取为35A；

ΔI1f为允许输出电感电流的脉动值，取为0.2×35=7.0A。

由以上数据计算可得Lr=24.7μH。

2 控制电路设计

控制电路采用了专用移相控制器件UC3879，原理框图如图2所示。

图2 控制电路框图

图2中ISET为电流限流设定值，VSET为电压设定值，分别由微处理器产生；IO为输出电流值，VFB为输出电压反馈值；SHT为故障关机信号，IPR为原边电流采样值。

UC3879采用电流型PWM控制方式，把变压器原边电流引入到芯片内部，提高了模块的瞬态响应速度。UC3879输出的OA，OB，OC，OD4路信号再通过TLP250光耦组成了驱动电路，分别驱动S1～S4 4组开关管。OA/OB，OC/OD相位互补，OA(OB)分别超前OC(OD)一定的移相角。

由于本全桥移相开关管采用IGBT，电流关断时存在拖尾现象，开关管两端并联的电容比较大，导致空载损耗比较大。因此，在设计中采用了模块轻载时降低开关频率的方法，即在输出电流<0.5A时，使开关频率适当降低；而当输出电流>0.5A时，使模块开关频率恢复正常值。降频的实际电路如图3所示，IO′为输出电流值，IREF为设置的电流阈值。当输出电流超过设置的电流阈值时，Q1导通，UC3879的振荡电阻变为R28和R17(R17见图2)并联；而当输出电流小于设置的电流阈值时，Q1关断，UC3879的振荡电阻为R17。

图3 降频控制电路

实测样机在交流输入440V时，不降频的情况下，空载损耗有220W左右，而采用降频控制技术后，空载损耗只有130W左右。

3 实验结果

按照上述设计思想制作了2台试验样机，表1为其中一台实测的效率数据。

表1 实测效率负载电流/A 效率/％ 10 92.6 13 94.2 26 94.15 30 93.90 35 93.41

输入电压380V，输出电压240V。

图4为2A负载时超前管S1的驱动波形（CH1）和漏源极波形(CH2)；

图5为2A负载时滞后管S2的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从图5可以看出滞后管还没有实现ZVS；

图6为15A负载时滞后管S2的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从图6可以看到滞后管已实现ZVS；

图7为35A负载时变压器的原边波形(20A/div)。

图4 2A负载时S1驱动波形与漏源极波形

图5 2A负载时S2驱动波形与漏源极波形